Вибір силового ключа (Q1).

Силовий ключ флайбека повинен володіти двома основними властивостями – мати низький опір у відкритому стані і низький сумарний заряд перемикання, причому на практиці обидва ці вимоги суперечать одна одній.

Точно розрахувати швидкість перемикання польового транзистора в зворотньоходовому перетворювачі вельми складно, і доводиться задовольнятися лише приблизною оцінкою. Мінімальна вимога – здатність пропускати максимальний імпульсний струм. У гіршому режимі первинний струм може досягати 0.98А, і будемо вибирати з 600-вольтів транзисторів. Для якісної оцінки візьмемо два польових транзистора фірми International Rectifier:

IRFR1N60A: RDS = 7.0Ω; Qg = 9.3nC typ.

IRFRC20: RDS = 4.4Ω; Qg = 12nC typ.

Статичні втрати – добуток опору відкритого каналу на квадрат середньоквадратичного первинного струму:

PIRFR1N60A Вибір силового ключа (Q1). = 7.0 Ω*0.23A² = 370mW;

PIRFRC20 = 4.4 Ω*0.23A² = 233mW.

Треба пам'ятати, що при підвищенні температури опір польового транзистора різко зростає, і при 120°С на кристалі збільшується вдвічі.

Для оцінки динамічні втрати треба знати швидкість вимикання транзистора. Найпростіше цю величину взяти із специфікації на транзистор (tFALL). Вона складе:

tIRFR1N60A = 20ns;

tIRFRC20 = 25ns.

Динамічні втрати при виключенні транзистора:

.

Відповідно для вибраних транзисторів:

,

.

Але тут не враховується фазовий зсув наростання напруги від спаду струму через заряд паразитної ємності трансформатора. Розрахувати міжвиткові / межобмоточні ємності трансформатора дуже складно, і доводиться з'ясовувати її на макеті по частоті паразитних коливань. Тим не менш, можемо подивитися на Вибір силового ключа (Q1). її якісний вплив.

Якщо прийняти еквівалентну паразитну ємність трансформатора за 50pF (строго кажучи, до неї додається нелінійна вихідна ємність силового ключа), то час заряду цієї ємності до напруги VIN + VREFL струмом IPRI складе:

.

Насправді ця величина буде набагато більше – при нульовій напрузі на стоці вихідна ємність IRFRC20 складе порядку 500pF, а вже при 200V – на порядок менше. Тому польовий транзистор вимкнеться набагато швидше, ніж зарядиться еквівалентний паразитний конденсатор, і динамічних втрат не буде взагалі.

На рис. 16 показані діаграми струму стоку силового транзистора (зелена лінія, IS), напруги на його стоці (коричнева лінія, VD) і напруги на затворі (синя лінія Вибір силового ключа (Q1)., VG). Горизонтальна розгортка – 25ns/div. Видно, що струм через силовий транзистор встигає впасти майже до нуля, і лише після цього напруга на стоці починає рости.

Рис. 16. Діаграми роботи транзистора.

Картина буде принципово іншою в DC-DC конвертері при низькій вхідній напрузі. У цьому випадку навіть дещо більша паразитна ємність дуже швидко зарядиться величезним первинним струмом до невеликої напруги, і вплив динамічних втрат може виявитися надзвичайно суттєвим – особливо вкупі з високою частотою перетворення.

Але паразитна еквівалентна ємність трансформатора приводить до додаткових втрат при включенні силового польового транзистора. Як відомо, втрати в струмообмежувальному заряд конденсатора ланцюзі в точності дорівнюють енергії Вибір силового ключа (Q1)., запасеної в конденсаторі помноженої на частоту перетворення:



.

Паразитна ємність трансформатора прагне розрядитися до нуля, тому можна прийняти напругу на ключі UDISCH за напругу живлення (другий кінець «конденсатора» приєднаний до вхідної напруги). Прийнявши CEQV = 50pF, отримаємо:

.

Насправді втрати будуть дещо більше – при зниженні напруги на стоці буде нелінійно зростати вихідна ємність польового транзистора, але внесок її буде не дуже значний.

У підсумку, отримаємо сумарні втрати на силових ключах:

PΣ(IRFR1N60A) = PDC + PCAP = 370mW + 242mW = 612mW;

PΣ(IRFRC20) = PDC + PCAP = 233mW + 242mW = 475mW.

В даному випадку транзистор IRFRC20 явно більш ефективний. Для DC-DC конверторів з їх високими Вибір силового ключа (Q1). частотами перетворення доводиться приділяти дуже багато уваги зниження динамічних втрат – як вибору найбільш швидких ключів, так і оптимізації ланцюгів їх управління в плані зменшення паразитних імпедансів як в ланцюзі затвора, так і в ланцюзі витоку (що на самому справі набагато більш важливо).

Як приклад було піднято силовий транзистор IRFRC20 над тепловідвідними полігонами на тонких проводках і виміряна температура його корпусу при повному навантаженні. Вона склала 80°С перегріву відносно повітря, специфікація на транзистор дає нам тепловий опір кристал-середа в 110°С / W. При температурі кристала в 105°С опір відкритого каналу складе 1.7 від номінального, тобто 6.8Ω, і втрати від протікання постійного струму складуть 360mW Вибір силового ключа (Q1).. Тобто розрахункова потужність на транзисторі – 600mW, що повинно дати перегрів в 66°С. В результаті помилка склала 14°С перегріву, що відповідає помилці приблизно в 130mW потужності, що розсіюється.

Тепер можна розрахувати струм, що споживаються схемою управління для перемикання силового транзистора.

Включається транзистор коли напруга на його стоці приблизно дорівнює вхідній напрузі (в нашому випадку 311V). При цьому сумарний заряд його перемикання (з графіка в специфікації) складе приблизно 16nC. Вимикається транзистор при нульовій напрузі (через вплив паразитної ємності трансформатора і самого транзистора), і тут нам важливий лише заряд перемикання затвора – порядку 3nC.

Відповідно, струм на включення транзистора складе QG * fSW = 16nC Вибір силового ключа (Q1). * 100kHz = 1.6mA, а на вимикання – 3nC * 100kHz = 0.3mA. Відповідно, сумарний струм, споживаний схемою управління складе 2mA.


documentagqczcz.html
documentagqdgnh.html
documentagqdnxp.html
documentagqdvhx.html
documentagqecsf.html
Документ Вибір силового ключа (Q1).